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TGI

1. Introducción

El proyecto QUIJOTE (Q-U-I JOint Tenerife Experiment), Refs. AYA2007-68058-C03 y AYA2010-21766-C03 dentro del programa marco Plan Nacional de Investigación, Desarrollo e Innovación, tiene como principales objetivos técnicos el desarrollo de dos instrumentos. El primero es un Instrumento Multi-Frecuencia (Multi-Frequency Instrument o MFI) que cubre las bandas de 10 – 14 GHz y 16 – 20 GHz. El segundo se denomina Instrumento de 30 GHz (Thirty-Gigahertz Instrument o TGI) y es un polarímetro multi pixel que cubre la banda de 26 a 36 GHz. Los dos instrumentos están diseñados para ser montados en un telescopio de 3 metros diseñado para el proyecto. La información de esta sección se refiere al TGI.

EL TGI opera en el rango de frecuencias de microondas en el que la contribución de la atmosfera es mínima (ver Fig. 1), entre las bandas de absorción del agua y del oxígeno, para maximizar la sensibilidad del instrumento. Debido a que el TGI es una cámara multi-pixel con más de 30 polarímetros que funcionan al unísono, este instrumento incrementa muy significativamente la sensibilidad para detectar el parámetro r (cociente tensor a escalar) respecto al MFI.

Figura 1. Temperatura del cielo esperada correspondiente al observatorio de Izaña (Tenerife, España) con las bandas de frecuencia de los distintos instrumentos del experimento QUIJOTE definidos mediante barras coloreadas.

 

El experimento QUIJOTE opera ya en el observatorio de Izaña (ver Fig. 2) de momento con el primer telescopio y el MFI montado en él. El segundo telescopio, diseñado en el marco del proyecto EPI, está ya instalado en el observatorio a la espera de la finalización del montaje y comienzo de la fase de comisionado del TGI a mediados de 2015. A partir de entonces el TGI comenzará a obtener datos del cielo hacia el final del año.

 

Figura 2. Cúpula del proyecto con los dos telescopios (izquierda) y el MFI en funcionamiento en el observatorio de Izaña (derecha).

 

2. Descripción del Instrumento

El principal objetivo científico del proyecto EPI consiste en combinar los datos de la misión espacial Planck, los instrumentos del proyecto QUIJOTE y el nuevo instrumento a 41 GHz (FGI) para estudiar la física del periodo inflacionario del universo. Se pone especial énfasis en la detección de Fondo de Ondas Gravitacionales (Gravitational Wave Background o GWB) con el objetivo de reducir la incertidumbre del parámetro r en alrededor de un orden de magnitud.

Estos objetivos científicos requieren del diseño y operación de polarímetros (receptores capaces de medir la polarización de la señal electromagnética de entrada) con una gran sensibilidad. Por tanto, se diseñaron esquemas de polarímetros apropiados para el MFI y el TGI. En el caso de este último, el esquema del receptor (a partir de ahora denominado pixel) se muestra en la Fig. 3.

 

Figura 3. Esquema del Pixel del TGI

 

El polarímetro obtiene la polarización de la señal mediante la medida de los denominados parámetros de Stokes I, Q y U simultáneamente. El parámetro V = 0 ya que se asume que el fondo de microondas está polarizado linealmente. La señal de entrada polarizada linealmente pasa a través de la bocina del pixel y alcanza el polarizador y el transductor de orto-modo (orthomode transducer u OMT). En las salidas del OMT hay dos señales ortogonales similares al ruido y proporcionales a las componentes circulares a derecha e izquierda de la señal de entrada, Er y El respectivamente. Estas dos señales de amplifican mediante dos amplificadores de bajo ruido criogénicos en el Módulo Frontal (Front-End Module o FEM). Estos amplificadores son los componentes principales del receptor para determinar el funcionamiento en ruido y por tanto para obtener un instrumento muy sensible.

En el Módulo Posterior (Back-End Module o BEM), que funciona a temperatura ambiente, las señales son amplificadas aún más y filtradas para delimitar el ancho de banda del instrumento. Un módulo de conmutadores de fase, antes de la etapa de detección, introduce diferentes diferencias de fase entre las ramas del pixel que ayudan a minimizar los errores sistemáticos en el receptor. Finalmente, las señales alcanzan el módulo de detección donde son correladas en dos acopladores híbridos y detectadas en detectores a diodo Schottky, antes de ser amplificadas con amplificadores de video, para adaptar sus niveles al sistema de adquisición de datos (Data Acquisition System o DAS).

De acuerdo con el esquema de la Fig. 3 y asumiendo que la fase relativa entre las ramas del pixel es cero, se tiene:

Estas señales, que son fáciles de obtener con cálculos matemáticos simples en el DAS, son proporcionales a los parámetros de Stokes, definidos en un sistema de referencia circular como

Por tanto, es claro que

Cuando los conmutadores de fase cambian sus estados, aparecen 16 estados diferentes introduciendo cuatro diferencias de fase relativas repetidas cuatro veces cada una. Estos cambios provocan que los parámetros de Stokes sean obtenidos a partir de la combinación de diferentes señales de salida a lo largo del ciclo completo de 16 estados, añadiendo redundancia y por tanto haciendo al pixel menos sensible a errores sistemáticos.

 

3. Numero de Pixeles

Como se comentó previamente, para alcanzar los objetivos científicos se requiere del uso de receptores con una gran sensibilidad. Para aumentarla aún más, es necesario incrementar el número de pixeles, ya que dicho número, N, y la sensibilidad del instrumento están directamente relacionados tal como se muestra en (11), que es la ecuación del radiómetro.

Donde K es una constante de proporcionalidad que depende de la configuración del receptor, Tsys es la temperatura de ruido del pixel, B es su ancho de banda y t es el tiempo de integración, que es el tiempo durante el que el receptor obtiene medidas.

En (11) se ve claramente que cuanto mayor es el número de pixeles menores son los incrementos de temperatura que pueden ser medidos y por tanto mayor es la sensibilidad. Por esta razón, el TGI está equipado con 31 pixeles que es el número máximo de polarímetros que pueden ser alojados en el criostato teniendo en cuenta el diámetro máximo del plano focal definido en el diseño del proyecto y la huella de cada pixel.

 

4. Subsistemas de los Pixeles

4.1. Componentes Pasivos en Guía de Onda del Módulo Frontal

4.1.1. Antena de Bocina

El primer componente del pixel, de acuerdo con la Fig. 3, es la antena de bocina. La antena está corrugada y diseñada para tener más de 20 dBi de ganancia, valores muy bajos de polarización cruzada, más de 20 dB de pérdidas de retorno en el puerto de entrada y un perfil Gaussiano con bajos niveles de lóbulos laterales.

Figura 4. Visión artística de un corte transversal de la bocina de EPI con sus dimensiones principales.

 

   

(a)

(b)

 

Figura 5. Comparación de la simulación y la medida de la adaptación, directividad y polarización cruzada (a) y el patrón de radiación del prototipo de la bocina medido a 32 GHz (b).

 

4.1.2. Polarizador

La señal de entrada pasa de la bocina hacia un polarizador, que es una sección de guía cuadrada que presenta unos diseños específicos en los cantos de las paredes internas de modo que los componentes ortogonales de la señal quedan desfasados 90 grados a la salida del polarizador. Si el polarizador se sitúa en el pixel con su eje de referencia rotado 45 grados respecto del sistema de referencia del OMT, entonces las componentes ortogonales de la señal a la salida de la bocina se convierten en componentes circulares a derechas e izquierdas a la salida del polarizador.

 

Figura 6. Visión artística de un corte transversal del polarizador del TGI con las dimensiones principales.

(a)

(b)

Figura 7. Medidas de las 34 unidades del polarizador fabricadas: Diferencia de fase entre las señales ortogonales de la salida (a); y reflexión del puerto según el modo de la sección corta (b). Los valores medios se resaltan en rojo.

 

4.1.3. Transductor de Orto-modo (OMT)

Un OMT con salidas en fase separa las componentes circulares a derechas e izquierdas de la señal de entrada, proporcionando señales adecuadas al receptor para el cálculo de los parámetros de Stokes.

Figura 8. Vista artística de la configuración interna del OMT.

 

(a)

(b)

Figura 9. Medidas de los OMTs fabricados: reflexión en los puertos rectangulares (a); y aislamiento (b). Los valores medios se resaltan en rojo.

 

Los subsistemas previos se conectan mediante transiciones en guía cuadrada a circular de forma muy compacta. La Fig. 10 muestra los componentes en guía de onda fabricados para el TGI.

 

Figura 10. Componentes en guía de onda reparados para ser ensamblados en los pixeles; la fotografía muestra 34 polarizadores (esquina inferior izquierda), 34 OMT (esquina inferior derecho) y 27 gargantas de bocina (arriba).

 

4.2. Amplificadores de Bajo Ruido Criogénicos (Cryo-LNA)

Un componente fundamental para el funcionamiento del instrumento es el cryo-LNA. Estos deben proporcionar una ganancia muy alta para minimizar la contribución al ruido del resto de componentes mientras que su propio ruido se debe mantener tan bajo como sea posible. Por esta razón los cryo-LNAs son enfriados a temperaturas criogénicas entorno a 20 K (-253 °C).

Los cryo-LNAs diseñados para el TGI están compuestos de dos LNAs MMIC: el primero de ellos ha sido diseñado utilizando la tecnología mHEMT de 100 nm procedente del IAF (Fraunhofer Institute, Friburgo, Alemania); mientras que el segundo ha sido diseñado utilizando una tecnología mHEMT de 130 nm procedente de OMMIC. Entre ambos MMICs hay un atenuador de 5-dB que ayuda a mejorar la estabilidad del LNA. Estos componentes se situan en un chasis de aluminio dorado y provisto con puertos en guía de onda WR-28.

 

(a)

(b)

Figura 11. Fotografías de un prototipo de cryo-LNA: montaje completo (a); vista ampliada de la cavidad de RF (b).

  

     

(a)

(b)

 

Figura 12. Medidas a temperatura ambiente, 298 K, de los 62 cryo-LNA (a); y a tempertura criogénica, 12K, (b). Los valores medios se han resaltado en rojo y azul.

 

4.3. Módulos de Ganancia y Filtrado

El primer subsistema en el BEM es un módulo que proporciona aún más amplificación y filtra la señal para definir el ancho de banda del pixel. Esta ganancia adicional se obtiene conectando en serie dos LNAs MMIC de OMMIC (modelo AMMC6241) con un atenuador de 10 dB entre ellos para cumplir los requerimientos de ganancia. El filtro se ha diseñado en tecnología microstrip sobre un substrato de Alúmina. La tecnología microstrip proporciona una definición del ancho de banda, que ayuda a compensar las limitaciones de ancho de banda de otros subsistemas para mantener el ancho de banda efectivo requerido.

 

(a)

(b)

 

Figura 13. Fotografías de los módulos de ganancia y filtrado montados: Cavidad RF mostrando los LNAs MMIC, el atenuador de 10 dB y el filtro (a), y una fotografía de las unidades #49 a la #66 (b).

 

(a)

(b)

Figura 14. Medidas de los módulos de ganancia y filtrado: ganancia de 66 unidades (a); y adaptación de entrada de 66 unidades (b). Los valores medios se resaltan en rojo.

 

4.4. Módulo de Conmutadores de Fase

El módulo de conmutadores de fase se compone de dos ramas idénticas, cada una de ellas proporcionando cuatro estados de fase (0°, 90°, 180° y 270°) para obtener de forma adecuada los parámetros de Stokes. Cada rama contiene un conmutador de fase de 90° y otro de 180°, que están basados en un diseño en guía de onda. El módulo se ha diseñado con puertos en guía de onda WR-28. Los conmutadores de fase se basan en guía de onda coplanar y líneas de transmisión tipo slot y microstrip y se montan con diodos PIN para conmutar el estado de fase. El montaje del interior del chasis se muestra en la Fig. 15 donde se aprecian las vistas posterior y general. El módulo de conmutación de fase proporciona 16 estados de fase mediante la combinación de sus dos ramas. El módulo se funciona gracias a drivers TTL, modelo DR65-0109 de MACOM Technology Solutions, que proporciona la capacidad de conmutación completa al módulo. Los resultados de la medida del módulo se muestran en la Fig. 16.

 

(a)

(b)

(c)

 

Figura 15. Fotografías del módulo de conmutación de fase del TGI. (a) Vista general. (b) Parte posterior del chasis con la tarjeta del driver. (c) Vista detallada de los conmutadores de fase de 90° (izquierda) y 180° (derecha).

(a)

(b)

Figura 16. Medidas del módulo de conmutación de fase. (a) Diferencia de fase entre los estados para cada rama. (b) Coeficiente de transmisión para cada estado y rama.

 

4.5. Módulo de Correlación y Detección

Este módulo proporciona las tensiones detectadas (Vd1 a Vd4) correlando las señales de entrada proporcionales a Er and El y detectándolas mediante detectores a diodo Schottky. El módulo combina tecnología de guía de onda y microstrip para cumplir todas sus funcionalidades.

El esquema eléctrico del módulo se mostró en la Fig. 3. Las señales de entrada se dividen mediante un divisor de potencia en guía de onda. Después dos acopladores híbridos adicionales en el módulo producen las operaciones de correlación, suma y diferencia, entre las señales de entrada. Un desfasador de 90° en una rama permite la obtención de las señales necesarias para calcular los parámetros de Stokes de acuerdo a la Sección 2.

 

 

Figura 17. Foto del módulo de correlación y detección.

El módulo contiene cuatro detectores de microondas basados en diodos Schottky HSCH-9161 de Agilent Technologies, desarrollados en tecnología microstrip sobre substrato de Alumina. Estos convierten las señales microondas en voltajes DC medibles. Los detectores se han diseñado y fabricado usando líneas de transmisión con capa resistiva de 20 Ohm/cuadro para proporcionar simultáneamente una respuesta en sensibilidad plana y buenas perdidas de retorno en la banda del receptor. La Fig. 18 muestra un detector y la respuesta en sensibilidad en la banda de frecuencia de 24 a 38 GHz.

 

(a)

(b)

 

Figura 18. Fotografía del prototipo de detector a diodo Schottky (a); y sensibilidad medida con una potencia de entrada de -31 dBm (b).

 

Tras los detectores, las señales son amplificadas mediante amplificadores de video en una configuración diferencial. Cada amplificador de video sigue el esquema eléctrico de la Fig. 19. Una resistencia variable (potenciómetro) en el circuito permite variar su ganancia, ayudando a adaptar los niveles de las señales a los requerimientos del DAS.



Figura 19. Esquema eléctrico del amplificador de video de cada salida.

Se ha medido el módulo de correlación y detección mediante un barrido en frecuencia de las señales de entrada en fase. Los resultados se muestran en la Fig. 20a. Como se espera, hay un valor máximo en Vd1 y uno mínimo en Vd2 a lo largo de toda la banda cumpliendo las expresiones (1)-(4). Las otras dos señales detectadas son iguales. También se ha realizado una medida en función del tiempo obteniendo lo mostrado en la Fig 20b. En este caso no hay rizado porque el valor se puede considerar como un valor medio en la banda de frecuencia. Los diferentes valores de ambas gráficas se deben a diferentes condiciones de medida, sobre todo potencia de entrada.

 

(a)

(b)

Figura 20. Tensiones detectadas medidas en el módulo de correlación y detección #2 (a); Tensiones de salida medidas frente al tiempo para el módulo de detección #28 (b).

 

5. Ajuste de Potencias y Tensiones de Salida del Radiometro

A continuación, los niveles de potencia y las contribuciones de los subsistemas se usan para calcular las tensiones esperadas a las salidas del pixel trabajando en un entorno real, para comprobar la configuración del receptor y su capacidad para obtener niveles adecuados que se puedan usar para calcular los parámetros de Stokes. Este cálculo se basa en señales de entrada esperadas realistas y en el funcionamiento medido de los subsistemas.

La potencia de entrada al FEM se calcula como:

                                                                                        

Donde k es la constante de Boltzmann (1.38·10-23 J/K), Tsys es la temperatura de ruido del sistema incluyendo todas las contribuciones, y Beff es el ancho de banda efectivo que ha sido calculado con los datos disponibles hasta ahora, obteniendo un valor de entorno a 11.4 GHz.

El cálculo de Tsys requiere considerar diferentes contribuciones: la temperatura del cielo, la antena, el ruido de los componentes en guía de onda debido a sus pérdidas, la temperatura de ruido de los cryo-LNAs y la contribución del BEM que es minimizado en gran medida gracias a la ganancia del cryo-LNA.

De acuerdo con la Fig. 1, que ha sido realizada con los datos del observatorio de Izaña, la temperatura del cielo en la frecuencia central es de entorno a 8 K. La contribución de la antena se estima en unos 5K. La contribución de todos los componentes en guía de onda enfriados criogénicamente se estima en 3K. Los cryo-LNAs se espera que tengan una temperatura de ruido media de unos 25 K y una ganancia mayor de 42 dB, lo que hace despreciable la contribución del resto de componentes del pixel. Por tanto Tsys resulta ser unos 41 K.

La potencia de entrada correspondiente es por tanto Pin = -82 dBm. Esta potencia es amplificada por la ganancia del FEM y del BEM mientras que los cables coaxiales que conectan FEM y BEM y los conmutadores de fase introducen perdidas notorias, resultando en una potencia de alrededor de -23 dBm a la entrada del módulo de correlación y detección. Considerando las pérdidas del módulo, la sensibilidad del detector (entorno a 1200 mV/mW) y la ganancia del amplificador de video la tensión esperada a la salida del módulo, para ser digitalizada por el DAS, es de entorno a 1.1V (esta tensión corresponde a la salida con el valor máximo).