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FGI

1. Introducción

El proyecto EPI (Exploring the Physics of Inflation), con Ref. CSD2010-00064 y que se engloba en el marco del programa CONSOLIDER-Ingenio 2010, tiene como principales objetivos técnicos el desarrollo de un nuevo instrumento a 41 GHz (banda de 35 – 47 GHz) denominado FGI (Forty-Gigahertz Instrument) y la construcción de un segundo telescopio de 3m. Ambos objetivos están encaminados a complementar las capacidades del proyecto QUIJOTE, que está en operación con el MFI (Multi-Frequency Instrument, 10 – 14 GHz y 16 – 20 GHz) y el TGI (Thirty-Gigahertz Instrument, 26 – 36 GHz).

El nuevo instrumento a 41 GHz, que funciona de forma segura por debajo de la banda de absorción de la atmósfera a 60 GHz, incrementará de forma significativa la sensibilidad del proyecto QUIJOTE para detectar el parámetro r (cociente tensor a escalar). La razón de esto, no es solo la reducción significativa del ruido por el número de polarímetros que va a incorporar sino también la menor señal de sincrotrón procedente de la galaxia que se espera a estas frecuencias.

Figura 1. Temperatura del cielo esperada correspondiente al observatorio de Izaña (Tenerife, España) con las bandas de frecuencia de los distintos instrumentos del experimento QUIJOTE definidos mediante barras coloreadas.

El experimento QUIJOTE opera ya en el observatorio de Izaña (ver Fig. 2) de momento con el primer telescopio y el MFI montado en él. El segundo telescopio, diseñado en el marco del proyecto EPI, está ya instalado en el observatorio a la espera de la finalización del montaje del TGI. Se espera instalar el FGI en un telescopio cuando el instrumento esté completamente ensamblado hacia el final del proyecto EPI. Para entonces el MFI habrá finalizado su campaña de medidas y ambos instrumentos podrán ser intercambiados.

  

Figura 2. Cúpula del proyecto con los dos telescopios (izquierda) y el MFI en funcionamiento en el observatorio de Izaña (derecha).

 

2. Descripción del Instrumento

El principal objetivo científico del proyecto EPI consiste en combinar los datos de la misión espacial Planck, los instrumentos del proyecto QUIJOTE y el nuevo instrumento a 41 GHz (FGI) para estudiar la física del periodo inflacionario del universo. Se pone especial énfasis en la detección de Fondo de Ondas Gravitacionales (Gravitational Wave Background o GWB) con el objetivo de reducir la incertidumbre del parámetro r en alrededor de un orden de magnitud.

Estos objetivos científicos requieren del diseño y operación de polarímetros (receptores capaces de medir la polarización de la señal electromagnética de entrada) con una gran sensibilidad. Por tanto, se diseñaron esquemas de polarímetros apropiados para el MFI, el TGI y finalmente el FGI. En el caso de este último, el esquema del receptor (a partir de ahora denominado pixel) se muestra en la Fig. 3.

Figura 3. Esquema del Pixel del FGI.

 

El polarímetro obtiene la polarización de la señal mediante la medida de los denominados parámetros de Stokes I, Q y U simultáneamente. El parámetro V = 0 ya que se asume que el fondo de microondas está polarizado linealmente. La señal de entrada polarizada linealmente pasa a través de la bocina del pixel y alcanza el polarizador y el transductor de orto-modo (orthomode transducer u OMT). En las salidas del OMT hay dos señales ortogonales similares al ruido y proporcionales a las componentes circulares a derecha e izquierda de la señal de entrada, Er y El respectivamente. Estas dos señales de amplifican mediante dos amplificadores de bajo ruido criogénicos en el Módulo Frontal (Front-End Module o FEM). Estos amplificadores son los componentes principales del receptor para determinar el funcionamiento en ruido y por tanto para obtener un instrumento muy sensible.

En el Módulo Posterior (Back-End Module o BEM), que funciona a temperatura ambiente, las señales son amplificadas aún más y filtradas para delimitar el ancho de banda del instrumento. Un módulo de conmutadores de fase, antes de la etapa de detección, introduce diferentes diferencias de fase entre las ramas del pixel que ayudan a minimizar los errores sistemáticos en el receptor. Finalmente, las señales alcanzan el módulo de detección donde son correladas en dos acopladores híbridos y detectadas en detectores a diodo Schottky, antes de ser amplificadas con amplificadores de video, para adaptar sus niveles al sistema de adquisición de datos (Data Acquisition System o DAS).

De acuerdo con el esquema de la Fig. 3 y asumiendo que la fase relativa entre las ramas del pixel es cero, se tiene:

Estas señales, que son fáciles de obtener con cálculos matemáticos simples en el DAS, son proporcionales a los parámetros de Stokes, definidos en un sistema de referencia circular como

Por tanto, es claro que

Cuando los conmutadores de fase cambian sus estados, aparecen 16 estados diferentes introduciendo cuatro diferencias de fase relativas repetidas cuatro veces cada una. Estos cambios provocan que los parámetros de Stokes sean obtenidos a partir de la combinación de diferentes señales de salida a lo largo del ciclo completo de 16 estados, añadiendo redundancia y por tanto haciendo al pixel menos sensible a errores sistemáticos.

3. Numero de Pixeles

Como se comentó previamente, para alcanzar los objetivos científicos se requiere del uso de receptores con una gran sensibilidad. Para aumentarla aún más, es necesario incrementar el número de pixeles, ya que dicho número, N, y la sensibilidad del instrumento están directamente relacionados tal como se muestra en (11), que es la ecuación del radiómetro.

              

Donde K es una constante de proporcionalidad que depende de la configuración del receptor, Tsys es la temperatura de ruido del pixel, B es su ancho de banda y t es el tiempo de integración, que es el tiempo durante el que el receptor obtiene medidas.

En (11) se ve claramente que cuanto mayor es el número de pixeles menores son los incrementos de temperatura que pueden ser medidos y por tanto mayor es la sensibilidad. Por esta razón, el FGI está equipado con 31 pixeles que es el número máximo de polarímetros que pueden ser alojados en un criostato como el de QUIJOTE, manteniendo la compatibilidad del hardware entre los proyectos EPI y QUIJOTE. Dicha compatibilidad es requerida para reducir los costes de diseño y fabricación del proyecto.

 

4. Subsistemas de los Pixeles

4.1. Componentes Pasivos en Guía de Onda del Módulo Frontal

4.1.1. Antena de Bocina

El primer componente del pixel, de acuerdo con la Fig. 3, es la antena de bocina. La antena está corrugada y diseñada para tener más de 20 dBi de ganancia, valores muy bajos de polarización cruzada, más de 25 dB de pérdidas de retorno en el puerto de entrada y un perfil Gaussiano con bajos niveles de lóbulos laterales.

 

Figura 4. Visión artística de un corte transversal de la bocina de EPI con sus dimensiones principales.

Figura 5. Medida de la adaptación de dos unidades fabricadas.

4.1.2. Polarizadores

La señal de entrada pasa de la bocina hacia un polarizador, que es una sección de guía cuadrada que presenta unos diseños específicos en los cantos de las paredes internas de modo que los componentes ortogonales de la señal quedan desfasados 90 grados a la salida del polarizador. Si el polarizador se sitúa en el pixel con su eje de referencia rotado 45 grados respecto del sistema de referencia del OMT, entonces las componentes ortogonales de la señal a la salida de la bocina se convierten en componentes circulares a derechas e izquierdas a la salida del polarizador.

Figura 6. Visión artística de un corte transversal del polarizador de EPI con las dimensiones principales.

Figura 7. Funcionamiento medido de uno de los polarizadores fabricados: reflexión de puerto en la dirección de los ejes ortogonales (a); y diferencia de fase entre las señales ortogonales a la salida (b).

 

4.1.3. Transductor de Orto-modo (OMT)

Un OMT con salidas en fase separa las componentes circulares a derechas e izquierdas de ña señal de entrada, proporcionando señales adecuadas al receptor para el cálculo de los parámetros de Stokes.

Figura 8. Vista artística de la configuración interna del OMT.

Figura 9. Funcionamiento medido de uno de los OMT fabricados: reflexión de los puertos rectangulares y aislamiento entre dichos puertos (a); y pérdidas de inserción (b).

 

Los subsistemas previos se conectan mediante transiciones en guía cuadrada a circular de forma muy compacta. La Fig. 10 muestra dos conjuntos de subsistemas completamente montados.

 

Figura 10. Componentes en guía de onda preparados para ser montados en dos pixeles.

 

4.2. Amplificadores de Bajo Ruido Criogénicos (Cryo-LNA)

Un componente fundamental para el funcionamiento del instrumento es el cryo-LNA. Estos deben proporcionar una ganancia muy alta para minimizar la contribución al ruido del resto de componentes mientras que su propio ruido se debe mantener tan bajo como sea posible. Por esta razón los cryo-LNAs son enfriados a temperaturas criogénicas entorno a 20 K (-253 °C).

Los cryo-LNAs diseñados para el FGI están compuestos de dos LNAs MMIC procedentes del IAF (Fraunhofer Institute, Friburgo, Alemania) y un ecualizador microstrip entre ellos. Cada MMIC es un diseño de cuatro etapas fabricado mediante tecnología mHEMT con 100 nm de longitud de puerta. Estos componentes se situan en un chasis de aluminio dorado y provisto con puertos en guía de onda WR-22.

 

(a)

(b)

Figura 11. Fotografías de un prototipo de cryo-LNA: montaje completo (a); vista ampliada de la cavidad de RF (b).

Figure 12. Performance of one cryo-LNA prototype measured at room temperature (298 K)

4.3. Módulos de Ganancia y Filtrado

El primer subsistema en el BEM es un módulo que proporciona aún más amplificación y filtra la señal para definir el ancho de banda del pixel. El filtro se ha diseñado en tecnología microstrip sobre un substrato de Alúmina. La tecnología microstrip proporciona una definición del ancho de banda, que ayuda a compensar las limitaciones de ancho de banda de otros subsistemas para mantener el ancho de banda efectivo requerido.

(a)

(b)

Figura 13. Fotografía de un prototipo del filtro montado con trasiciones Jmicro (a); y funcionamiento medido (b).

 

La ganancia del BEM se fijará una vez que se congelen los diseños del resto de subsistemas. Esto proporciona flexibilidad en la ganancia del pixel para ajustar los niveles de señal al DAS, teniendo en cuenta los niveles de potencia de entrada del pixel y la contribución de los distintos componentes (ajuste de potencias). De todas formas, se han hecho pruebas con posibles candidatos de LNAs comerciales para explorar diferentes alternativas antes de la decisión final. Uno de esos candidatos de presenta en la Fig. 14. 

(a)

(b)

Figura 14. LNA MMIC modelo CGY2122XUH de OMMIC montado en un chasis dorado de aluminio para su medida (a); y resultado de la medida (b).

 

4.4. Módulo de Conmutadores de Fase

El módulo de conmutadores de fase se compone de dos ramas idénticas, cada una de ellas proporcionando cuatro estados de fase (0°, 90°, 180° y 270°) para obtener de forma adecuada los parámetros de Stokes. Cada rama contiene un conmutador de fase de 90° y otro de 180°, que están basados en un diseño en guía de onda. La Fig. 15 muestra dos visiones artísticas del módulo. La Fig. 15 (b) muestra la estructura detallada de los conmutadores de 90° (parte izquierda del chasis) y 180° (parte derecha).

Figura 15. Vista artística del módulo de conmutación de fase. (a) Montaje de la parte inferior del chasis. (b) Vista detallada de las ramas desfasadoras de 90° (parte izquierda) y 180° (parte derecha).

 

4.5. Módulo de Correlación y Detección

Este módulo proporciona las tensiones detectadas (Vd1 a Vd4) correlando las señales de entrada proporcionales a Er and El y detectandolas mediante detectores a diodo Schottky. El módulo está completamente diseñado en tecnología de guía de onda salvo los detectores, que están diseñados en tecnología microstrip sobre substrato de Alumina.

El esquema eléctrico del módulo se mostró en la Fig. 3. Los acopladores híbridos de entrada separan las señales de entrada en dos con la misma amplitud pero desfasadas 90°. Por tanto, la entrada restante en cada híbrido se carga con un material absorbente (Eccosorb MF124) convenientemente dispuesto para actuar como una carga en guía de onda. Dos acopladores híbridos adicionales en el módulo producen las operaciones de correlación, suma y diferencia, entre las señales de entrada. Un desfasador de 90° en una rama permite la obtención de las señales necesarias para calcular los parámetros de Stokes de acuerdo a la Sección 2.

Figura 16. Foto de un prototipo del módulo de correlación y detección.

 

El módulo contiene cuatro detectores de microondas basados en diodos Schottky HSCH-9161 de Agilent Technologies, desarrollados en tecnología microstrip sobre substrato de Alumina. Estos convierten las señales microondas en voltajes DC medibles. Los detectores se han diseñado y fabricado usando líneas de transmisión con capa resistiva de 50 Ohm/cuadro para proporcionar simultáneamente una respuesta en sensibilidad plana y buenas perdidas de retorno en la banda del receptor. La Fig. 17 muestra un detector y la respuesta en sensibilidad en la banda de frecuencia de 33 a 49 GHz.

Figura 17. Fotografía del prototipo de detector a diodo Schottky (a); y sensibilidad medida con una potencia de entrada de -30 dBm (b).

 

Tras los detectores, las señales son amplificadas mediante amplificadores de video (no mostrados en la Fig. 16, están montados en la parte inferior) en una configuración diferencial. Cada amplificador de video sigue el esquema eléctrico de la Fig. 18. Una resistencia variable (potenciómetro) en el circuito permite variar su ganancia, ayudando a adaptar los niveles de las señales a los requerimientos del DAS.

Figura 18. Esquema eléctrico del amplificador de video de cada salida.

Se ha medido el módulo de correlación y detección mediante un barrido en frecuencia de la señal de entrada. Los resultados se muestran en la Fig. 19. Para estas pruebas, las entradas fueron dos señales polarizadas linealmente con la misma amplitud y desasadas 90 grados; por tanto, las definiciones de las tensiones detectadas vienen dadas por (1)-(10). De acuerdo con la configuración de la prueba, Vd3 y Vd4 deberían ser iguales pero no lo son. Esto es debido a un error de fase de unos 20 grados in el desfasador debido a un error en la definición de los planos.

(a)

(b)

Figura 19. Tensiones detectadas medidas en el módulo de correlación y detección (a); Tensiones obtenidas mediante simulación en ADS introduciendo un error de 20 grados en el desfasador de 90 grados (b).

 

5. Ajuste de Potencias y Tensiones de Salida del Radiometro

A continuación, los niveles de potencia y las contribuciones de los subsistemas se usan para calcular las tensiones esperadas a las salidas del pixel trabajando en un entorno real, para comprobar la configuración del receptor y su capacidad para obtener niveles adecuados que se puedan usar para calcular los parámetros de Stokes. Este cálculo se basa en señales de entrada esperadas realistas y en el funcionamiento medido de los subsistemas. Sin embargo, algunos valores han de ser estimados debido al estado preliminar del diseño de los componentes.

La potencia de entrada al FEM se calcula como:

Donde k es la constante de Boltzmann (1.38·10-23 J/K), Tsys es la temperatura de ruido del sistema incluyendo todas las contribuciones, y Beff es el ancho de banda efectivo que ha sido calculado con los datos disponibles hasta ahora, obteniendo un valor de entorno a 12.6 GHz.

El cálculo de Tsys requiere considerar diferentes contribuciones: la temperatura del cielo, la antena, el ruido de los componentes en guía de onda debido a sus pérdidas, la temperatura de ruido de los cryo-LNAs y la contribución del BEM que es minimizado en gran medida gracias a la ganancia del cryo-LNA.

De acuerdo con la Fig. 1, que ha sido realizada con los datos del observatorio de Izaña, la temperatura del cielo en la frecuencia central es de entorno a 15 K. La contribución de la antena se estima en unos 5K, lo mismo que la contribución de todos los componentes en guía de onda enfriados criogénicamente. Los cryo-LNAs se espera que tengan una temperatura de ruido media de unos 30 K y una ganancia mayor de 45 dB, lo que hace despreciable la contribución del resto de componentes del pixel. Por tanto Tsys resulta ser unos 55 K.

La potencia de entrada correspondiente es por tanto Pin = -80 dBm. Esta potencia es amplificada por la ganancia del FEM y del BEM mientras que los cables coaxiales que conectan FEM y BEM y los conmutadores de fase introducen perdidas notorias, resultando en una potencia de alrededor de -20 dBm a la entrada del módulo de correlación y detección. Considerando las pérdidas del módulo, la sensibilidad del detector (entorno a 1100 mV/mW) y la ganancia del amplificador de video la tensión esperada a la salida del módulo, para ser digitalizada por el DAS, es de entorno a 2V (esta tensión corresponde a la salida con el valor máximo).